Article paru dans le mensuel Electronique
Pratique n°119 page 115. Mars 1988. Auteur inconnu !
Alimentation
protégée 5V - 5A Fig 1
:
On
retrouve
ici une variante d'un montage déjà proposé. Pour réaliser
une alimentation de cette puissance,
on a le choix entre un régulateur
fort en courant dont le coût est
élevé et le montage proposé.
On utilise un 7805
et un faux Darlington (T1, T2) pour
partager le courant. Un courant de 1A
ira dans le régulateur et les
4A restant
dans le Darlington. Ce dernier se chargera
de l'amplification en courant et IC1
de la régulation. Comme la chute
de tension entre
R2 et D1
est égale à celle entre
R1 et Vbe
T1, le partage des courants est
défini par les valeurs de R1
et R2.
Ainsi R2/R1
est environ égal à 4,
donc le courant dans T1
et T2
sera quatre fois supérieur à
celui fourni par IC1.
On
a rajouté une visualisation de surcharge ! On a vu que la tension entre R2 et
D1 est proportionnelle au courant, soit V = R2 . I + VD1. Il suffit donc de
vérifier la valeur limite, pour indiquer le dépassement. C'est le rôle de T3.
Il conduira si V dépasse V2 + VbeT3, soit environ 1,2V et la led s'allumera.
Dans notre cas, si le courant dans R2 dépasse 1A, on dépasse les 5A en
sortie. R sera dimensionnée selon Vin soit :
R =
(Vin – VD2 – Vled) / I led R = (10 – 0,6 – 1,6) / 16 mA
= 470 ohms environ.
On
notera que R1 et R2 seront des résistances de puissance, de faible valeur pour
limiter 1a chute de tension à leurs bornes (rendement !).
Figure
1
Tension
de +0,5V a +30V avec le 7805 Fig 2 :
Il
est possible de faire varier la tension de sortie d'un régulateur fixe en le
complétant d'un ampli-op et d'une tension négative. L'avantage par rapport au
réglage simple par deux résistances est la possibilité de faire varier la
tension de sortie jusqu'à 0V environ. Le régulateur est alimenté par Vin et
l'ampli-op entre Vin et -V. Vin sera la source de tension de puissance et -V
servira uniquement à la polarisation de l'ampli-op et du 7805. Le courant en -V
sera donc faible (dépendra de R1, R2, R3).
L'ampli-op
contrôlera la polarisation du régulateur pour obtenir l'égalité sur ces deux
entrées :
V(E+) =
Vout . (k . P1)
= Vout . (R5/R4 + R5))
et V(E-) = Vout – Vreg .
(R2/(R2 + R3)).
soit la relation liant Vout et P1 :
Vout =
Vreg Reg . [ R2
. (R4 + R5) / R4 . (R2 + R3) ]
D'après
cette formule, il apparaît que pour obtenir 0V en sortie, il faudrait R2 = 0
ou R4 = infini, ce qui ne sera pas le cas. Mais on pourra atteindre une valeur
proche de 0V (0,5 V), à condition toutefois que -V soit inférieur à - 5 V -
Vsat aop, soit - 8 V par exemple. Il faudra veiller à ce que Vin
- (- V) ne
dépasse pas la tension maximale de l'ampli-op (741 A = 44 V). En cas de doute,
limitez la tension Vin. R1 permettra de limiter le courant de contrôle fourni
par la sortie de l'ampli-op en fournissant le courant de polarisation
nécessaire au régulateur. Les valeurs des éléments sont données à titre
d'exemple et permettent une variation de + 0,5 V (Position P1, telle que R5 =
0) à + 30 V (Position P1 telle que R5 = 59
. R4).
Figure
2
Symétrisation
Fig 3 :
On
a déjà vu une application de ce genre mettant en oeuvre des ampli-ops. On
utilise cette fois un transistor T1 qui sera polarisé par R1. Comme le
potentiel sur la base de T1 vaut VbeT1, celui au point milieu de R2, R3 vaudra
VbeT1 + VbeT2, soit environ 0 V si les transistors sont appairés (VbeT2 = -
VbeT1 car T2 = PNP !). Le point milieu de R2, R3 étant donc de 0V, si R2 = R3,
on a donc (égalité des deux tensions de sortie, + Vout = valeur absolue de (- Vout). Comme -Vout est fixe, T1 agira
sur le régulateur positif pour obtenir l'égalité. La diode D, au germanium si
possible, assure le démarrage du montage, mais joue également un rôle de
protection. Les régulateurs pourront être aussi bien de type 78xx,
79xx,
que 78Mxx, 79Mxx ou 78Lxx, 79Lxx avec xx la valeur désirée pour Vout, soit 05,
08, 12, 15 ou 24 !
Figure
3
Régulation
avec tension d’entrée élevée fig 4 :
Si
la tension d'entrée est trop élevée, il convient d'utiliser ce montage pour
deux raisons :
la
première est primordiale et est la tension maximum d'entrée du régulateur !
la
seconde est due à la limitation en puissance du régulateur. Il suffit de faire
chuter la tension dans un élément en amont du régulateur, bien que le rendement
dans ce cas soit médiocre, car la puissance dissipée par cet élément est perdue
!
A
défaut d'une alimentation à découpage, on a alors le choix entre les trois
variantes suivantes :
Montage a : On réalise une zéner de puissance en série avec le régulateur. On
choisira un transistor en fonction du courant de sortie et de la puissance
dissipée à ses bornes. La chute de tension réalisée est égale à la somme de la
tension de la zéner Z et du Vbe du transistor. La puissance dissipée sera égale
au produit de cette chute de tension par le courant de sortie. Par exemple, si
Vin = + 50 V, Vs = + 5 V, Is = 1,2 A, on utilisera une zéner de 39 V. Ainsi le
3055 dissipera environ 40 V x 1,2 A, soit 48 W, mais le régulateur sera
alimenté sous + 10 V et ne dissipera que 6 W ! Il faut bien être conscient que
Vin fournira 60 W pour 6 W en sortie (rendement 10 % !).
Montage b : On réalise une régulation série-parallèle. La tension de zéner est
recopiée au Vbe près. Soit donc VZ - Vbe à l'entrée du régulateur. Comme
précédemment, le transistor dissipera l'excès de tension. Un exemple est donné
sur la figure. Attention au calcul de R, car elle doit polariser correctement
la zéner et fournir un courant de base suffisant au transistor, soit Is/Beta.
Elle risque donc d'être de puissance !
Montage c : Il n'existe pas de régulateurs de tension élevée (> 24 V) mais on
désire réaliser une alimentation + 48 V simple à partir de Vin = + 80 V dans le
cas de l'exemple. Vout sera donc définie par la tension du régulateur VREG plus
celle de la zéner Z2, soit 24 V + 24 V (7824 et zéner 24 V). On retrouve la
variante b en entrée, hormis la zener Z1 reliée à Z2 pour limiter la chute de
tension aux bornes de R et donc sa puissance.
Figure
4
Inhibition
d’une régulateur fig 5 :
Pour
inhiber un régulateur, la méthode la plus simple est de couper sa tension
d'entrée. On utilise pour cela un transistor de puissance T1 qui fonctionnera
en tout ou rien, plutôt qu'un relais ! Ce transistor pourra être classique ou
de type MOS. Dans notre cas, on préfère un classique plus courant. C'est un PNP
de puissance et on pourra choisir un BDX 18N, BD680... Pour le saturer, il faut
un courant de base fourni par R1 quand T2 est saturé, donc quand on applique
une tension (> 0,7 V) sur l'entrée. Si T2 est bloqué, T1 est bloqué par R2
et il n'y a pas de tension aux bornes du régulateur, donc 0V en sortie. La
commande peut être logique, donc par la sortie d'une porte C.MOS ou TTL, quel
que soit Vin. Il faudra choisir correctement T2 pour qu'il puisse fournir le
courant de base nécessaire à T1, et T1 pour fournir le courant de sortie. Comme
T1 fonctionne en saturation, sa dissipation est faible !
Figure
5
Alimentation
pour montages à ampli-ops fig 6 :
Ces
montages ont déjà été présentés dans les applications des ampli-ops. Avec les
amplificateurs opérationnels, il est souvent nécessaire de travailler avec une
alimentation symétrique. Cela peut parfois poser des problèmes, surtout si on
utilise une pile comme source d'énergie. La seule solution est de créer une
masse flottante. Le plus simple est un pont diviseur R-R, mais la limitation
apparaît rapidement, car une variation de courant sur cette masse, en fera varier
son potentiel. On utilise un ampli-op monté en suiveur, pour recopier le
potentiel de masse et fournir une tension plus stable, pour des variations
minimes de courant (fig. 6a).
Figure
6a
On découple la sortie par un pont capacitif pour
en améliorer le filtrage. Les limitations en courant dans cette masse flottante
sont imposées par les caractéristiques de sortie de l'ampli-op choisi ! Si le
courant véhiculé par la masse risque d'être plus élevé, on utilisera la
variante de la fig. 6b.
Figure
6b
On
a tout simplement augmenté le courant de sortie de l'ampli-op en lui montant un
étage de puissance en sortie, à l'aide de deux transistors NPN et PNP, T1 et
T2. L'entrée (-) est reliée en sortie pour garantir la recopie du potentiel de
masse flottante et s'affranchir des Vbe. Si les condensateurs de filtrage en
sortie sont élevés, il peut être nécessaire de monter une résistance en
parallèle qui les déchargera. II faut noter que +Vcc = valeur absolue de –Vcc
et que Vcc = Ve/2.
Alimentation
négative simple fig 7 :
Comment
créer une tension négative depuis une tension positive, sans utiliser
d'alimentation à découpage, ni le circuit ICL7660 car le coût désiré doit être
faible ?
Un
circuit C.MOS 4049 est monté en astable. C'est un sextuple inverseur C.MOS qui
fournit un courant de sortie plus élevé que le 4069. De plus, on monte cinq
portes en parallèle pour augmenter la puissance de sortie de l'astable. La
fréquence est définie par R1 et C1 ( I 5 kHz environ). Quand la sortie de
l'astable vaut +Vcc, C2 se charge à Vcc - 0,6 V car D1 conduit. D2 est
bloquée. Quand la sortie de l'astable vaut 0V, D1 est bloquée, le potentiel de
la cathode de D2 vaut -VC2, soit -(VCC - 0,6 V). D2 conduit donc et charge C1
à cette valeur en déduisant la chute de tension de D2. II faut quelques périodes
pour charger C2 à cette valeur finale, car la charge de C2 ne se fait pas
instantanément, mais est progressive car C1 et C2 sont alors en série. La
tension disponible en sortie sera de -(Vcc - 2Vd), soit pour une Vcc = + 5 V,
Vs = - (5 - 1,2) = - 3,8. La tension de sortie décroît selon le courant
consommé en sortie. A 1 mA, la chute est faible. Sinon, il faudra augmenter C1
et C2 (même valeur), mais aussi le courant de sortie de l'oscillateur. Il vaut
mieux alors choisir un autre montage.
Figure
7
Alimentation
à découpage avec le NE555 fig 8 :
Une
application particulière du 555. Les bases d'une alimentation à découpage sont
un réseau LC, un comparateur et un oscillateur dont la fréquence est modulable.
Le 555 est donc capable de réaliser l'oscillateur. Son montage est classique
avec R1, R2, C1 et D1. C1 se charge par R1 et D1 (annule R2; T = R1 . C1 . Ln2)
et se décharge à travers R2 et le transistor interne du 555 (br.7 ; T = R2 . C1
. Ln2), ce qui permet un rapport cyclique différent de 50%. La tension aux bornes
de C1 varie entre les deux seuils de basculement de la logique interne du 555,
soit +Vcc . 2/3 et +Vcc . 1/3. Le signal de sortie disponible sur la broche 3
est donc un signal impulsionnel car la charge de C1 est plus rapide que sa
décharge.
T2
joue le rôle d'interrupteur et forme avec L, D3 et C2 le coeur de
l'alimentation à découpage. Le montage choisi est l'inversion de tension. Vs
est donc négatif et il convient d'agir sur l'oscillateur pour en contrôler sa
valeur. C'est le rôle de T1, D2, R1 et R2. Cet ensemble forme un comparateur
qui va décharger C1 et donc contrôler la fréquence de l’oscillateur. Il suffit
d'agir sur R3 et R4 pour définir Vs.
La relation est :
Vs = -
(VbeT1 + VD2) . (R3 + R4) / R4
Avec
L = 470 uH, C1 = 10 nF, C2 = 470 uF, R1 = 2,7 k, R2 = 11 k, R3 = 9,1 k, R4 = 39
k, R5 = 22, T1 = BC 547, T2 = 2N2905A, Dl = 1N4148, D2 = zéner 5,1 V, D3 = 1N
4933.
On
réalise une alimentation délivrant -7 V sous 200 mA à partir de Vcc = +5V.
Figure
8
Alimentation
et indication défaut secteur fig 9 :
On
choisit une alimentation simple à régulateur à partir d'un transformateur à
point milieu. L'intérêt est de fournir un signal en cas de défaut secteur. R3
et la zéner de référence fixent un
point de comparaison pour les deux ampli-ops ou comparateurs. Le signal 50 Hz
du secteur est issu d'une branche du transfo et atténué par R1et R2. Ces
résistances définissent une tension minimale crête aux bornes du transfo. Si
celle-ci est présente, on retrouve des impulsions en sortie du premier
comparateur qui décharge C par l’intermédiaire du transistor. Si le niveau du
transfo diminue, le comparateur ne délivre plus d'impulsion et C se charge au
travers de R et fait basculer le second comparateur qui établit V = + 5 V en
cas de défaut donc. Seulement, me direz-vous, si le secteur disparaît, le 5V
aussi. Eh non! car il subsiste le temps que C1, condensateur de filtrage du
redressement, se décharge, et ce, selon le courant consommé sur le + 5 V. Si le
courant est élevé, on pourra intercaler le réseau R'C' pour alimentez le
détecteur de défaut. Avec un choix correct de R1, R2, C; R, la détection est
très rapide
(2,5 périodes = 50 ms).
Ainsi;
avec Ref = 1,2 V ; R3 =10 k ; R1 = 8,2 k ; R2 = 1,2 k ; R =
33 k, C= 1uF, le seuil du transfo est 9,4 V et la constante RC est fixée à 33
ms. Pour la définition de R1 et R2, il faut tenir compte de la variation du
secteur (10 %) et de la précision de la basse tension du transfo...
Figure
9
Article paru dans le mensuel Electronique
Pratique n°119 page 115. Mars 1988 Auteur inconnu !
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